杏彩体育:基于SiC MOSFET的储能变流器功率单元设计方

　　随着储能变流器向大容量、模块化发展，碳化硅（SiC）器件由于其低损耗、耐高温的特性，逐渐成为研究热点。然而SiC器件过高的开关速度使其对电路中杂散电感更加敏感，并且高温运行环境也会对器件长期安全可靠的运行带来影响。因此针对基于SiC的储能变流器功率单元，重点研究了其低感设计和散热设计方法，并提出了功率单元的整体设计方案。通过优化叠层母排的结构，将高压交流模块与低压直流模块的杂散电感分别降低至794 μH和235 μH，有效减小功率单元的关断过电压。通过热研究，确立了散热方案，使器件在运行过程中的最高温度不超过50℃。最后，搭建了功率单元样机并进行对拖实验，验证了叠层母排结构优化设计和功率单元散热设计方案的有效性。

　　储能变流器作为储能系统和微电网之间的接口，可以实现电能的传递和变换，具有削峰填谷、负荷控制、应急电源、并离网切换、孤岛运行等功能，在新能源发电的趋势下是未来电力系统的重点发展装备。随着储能变流器向大容量、模块化发展，其一般采用基于DCAC变换器与DC/DC降压变换器的双极式结构。在功率器件的选择上，与硅IGBT相比，碳化硅MOSFET具有开关频率更高、开关损耗更低和运行结温更高等特点。但受到硅材料本身特性的限制，硅制器件已接近发展上限，碳化硅（SiC）器件将成为器件发展的新方向。对比硅材料，其在能量损耗、发热量、使用频率以及电流密度等方面均具有明显优势，在相同功率等级下拥有更小的体积，且更适合在高频下使用。美国的Cree、日本的富士和ROHM等公司已经推出SiC功率单元，并在光伏、电动汽车等领域开始应用。国内仅有部分厂家使用TO-247封装的SiC功率器件设计功率单元，但是此类器件功率很小，由此构成的功率单元不适合应用在大功率储能变流器中。随着储能变流器功率单元向着高度集成化、高工作频率和大容量发展，对SiC器件构成的储能变流器功率单元的研究及设计具有重要意义。

　　由于SiC功率器件具有高开关速度，会产生比IGBT更高的di/dt和du/dt，从而更容易出现更高的关断过电压、更大的开关振荡以及更高的工作温度等问题，因此功率单元的低感设计和散热设计尤为重要。针对低感设计，一般采用叠层母排减小杂散电感。文献提出了一种叠层母排分组连接结构，减小了电解电容发热问题。文献提出一种四层母排器件对称排列的方式实现低感设计。文献建立了考虑自感和互感的叠层母排数学模型，并对叠层母排参数和布局方式进行优化设计。虽然目前有较多文献针对SiC功率器件进行杂散电感分析，但是缺少基于SiC MOSFET的储能变流器功率单元的低感设计。针对散热设计，一般采用将模块贴在散热器上，再通过风冷或者水冷方式进行散热。文献提出了一种将芯片通过金属镀层和热介质材料直接连接到Si基微通道的新型结构，从而消除了模块多层结构的限制，提高了芯片的散热效率。文献针对SiC MOSFET强迫风冷逆变器的散热器给出了设计思路。

　　本文系统地研究了基于新一代功率器件SiC MOSFET的储能变流器功率单元设计方法，具有较 强的理论性和实践性，尤其适合在新能源发电中应 用。首先简单介绍了功率单元的电路原理，其次利 用叠层母排实现了低感设计，然后对功率单元进行 强迫风冷的散热设计，并基于COMSOLMultiphysics软件进行仿真计算，给出了适用的方案。最后搭建了实验样机进行验证，证明功率单元设计 方案的有效性。

　　高频隔离型大容量储能变流器的拓扑如图1所 示，该变流器采用模块化级联设计，可以通过串联 相同的功率单元实现更高电压等级，结构更加灵活， 便于扩大容量，单台变流器的容量可达到兆瓦级别。采用高频低损耗功率模块SiC MOSFET，其最高工 作频率可达几百kHz，并且能够满足10%长期过载 运行以及20%过载运行1 min以上的过载需求，可 以提高变流器开关频率，进而提高变流器的功率密 度。同时，从耐高温角度看，与Si IGBT模块相比， 其具有更高的热导率和热流密度，SiC MOSFET模 块本身的温度耐受能力提高，可以耐受高温环境， 且散热性能良好。基于SiC MOSFET功率模块的使 用更有助于变流器的小型化、轻量化、高功率密度化设计。

　　受SiC MOSFET耐压水平限制，采用若干功率单元高压侧串联，低压侧并联的拓扑结构以进一步扩大容量，形成低压、大电流的直流端口。而当大量功率模块级联时，串联电压分配不均容易造成器件过压损坏，并联电流不均衡会严重制约设备的容量提升。为了保证串联功率模块之间的均压以及 并联功率模块之间的均流，分别采取了相应的控制 策略。在串联高压侧，功率单元的均压策略分为静 态均压和动态均压。静态均压依靠单元内部的风扇 耗能实现，动态均压通过软件算法排序调制实现。高压侧功率单元内部的高频变压器采用真空环氧浇注，以提高绝缘能力。并联低压侧，采用功率均衡控制方法以实现并联均流。

　　高压交流侧功率单元由一台高频变压器、两组H桥及其之间的直流电容组成，低压直流侧功率单 元由一组H桥和直流电容组成。高压交流模块中直接与交流侧相连的H桥为AC/DC变换单元，高压 交流模块中与高频变压器相连的H桥、低压直流模 块的H桥以及高频变压器组成双有源全桥型DC/DC变换。其中双有源全桥型DC/DC变换拓扑 可有效抑制各级二倍频功率波动，获得平稳的电池 电流，延长电池寿命。H桥中所有功率模块由SiC MOSFET来实现。

　　本文所设计的SiC功率单元包含10 kV高压交流模块和750 V低压直流模块，两个模块均基于隔离型H桥拓扑，如图2所示，相关参数见表1。

　　对于10 kV高压模块，开关器件采用型号为CAS120M12BM2的SiC MOSFET，每个器件源漏 极电压Vds=1.2 kV，每相采用15个模块串联为18 kV，10 kV端口相电压峰值为8.2 kV，具有足够的 绝缘裕度；整机总容量1 MW，每个模块容量为23.8 kW，按每个模块输出电压700V计算，额定通流约34 A，远小于SiC MOSFET的额定电流120 A，具有足够的通流裕度。

　　对于750 V低压模块，开关器件采用型号为CAS300M12BM2的SiC MOSFET，每个器件源漏 极电压Vds=1.2kV，远高于额定电压750 V，具有足 够的绝缘裕度。端口总容量1 MW，每个模块容量 为66.7 kW，按每个模块输出电压700 V，额定通流约95.3 A，远小于SIC MOSFET的额定电流300 A， 具有足够的通流裕度。

　　双有源全桥型DC/DC变换采用单移相控制方 式，每个全桥斜对角对应的两个开关管的脉冲信号相同，每个桥臂对应的两个开关管的脉冲信号相差180°。系统运行时，通过改变两个H桥之间移相角的大小，就可以调节传输功率的方向和大小，实现能量的双向移动。当桥臂电压相位超前于交流电网 电压相位时，能量从直流侧流向交流侧，电池放电；当桥臂电压相位滞后于交流电网电压相位时，能量 从交流侧流向直流侧，对电池进行充电。其移相控制下电压波形漏电感的电流如图3所示，其中，移相角φ为功率传输过程中超前桥HB1与滞后桥HB2的相位差，Ts为一个开关周期。

　　以低压侧S22、S23关断时换流过程为例，说明 功率器件关断电压尖峰现象。图4所示的回路A和 回路B中，S22、S23正在关断。在换流过程中，通 过功率开关管的电流iS逐渐减小，而通过反向二极 管的电流iD正在增大。快速的电流变化作用到流经 路径和器件的寄生电感上，使其感应出高频电压， 并形成换流回路。换流回路上感应的电压直流 母线电压叠加，共同作用到功率器件S22、S23上， 导致过大的du/dt，即形成电压关断尖峰，尖峰电压 表示为式（1）。

　　式中：Umax为关断过电压尖峰；为模块支撑电容 充电电压；L23 和 L24分别为功率器件和母排的等效杂散电感。

　　这种现象尤其发生在分布电感量大、负载电流大、功率开关管电流下降时间短的情况下。降低寄生电感量是消除电压关断尖峰的有效方法。

　　根据功率模块结构布局的不同，叠层母排有多种拓扑。考虑换流回路杂散电感平衡问题，本文采用的叠层母排为对称结构，由两电平的正、负 铜排导体通过叠层结构，在导体间叠加绝缘材料进 行热压处理构成，其模型如图5所示。

　　多电容并联使得杂散电感支路增加且一致性变好，磁场抵消以降低回路电感。但随着吸收电容数量的增加，电感见效的幅值减小，因此综合考虑， 选择4个吸收电容结构。安装电容组和功率器件的 叠层母排的三维结构模型如图6所示。

　　仿真提取叠层母排的杂散电感，高压交流模块的叠层母排杂散电感Lt_H=734 nH，低压直流模块的叠层母排杂散电感Lt_l=175 nH。查阅厂家给出的器 件数据手册以及文献，型号CAS300M12BM2和CAS120M12BM2的SiC MOSFET高频寄生电感Lstray均为15 nH，二极管的杂散电感 为15 nH， 则高压交流模块换流回路（如图4所示）的总杂散 电感 和低压直流模块换流回路的总杂散电感Ls_l分别为：

　　对于大容量高频器件SiC MOSFET，需要通过 合理的散热设计保证其工作在允许的温度范围内。热源的基本参数如表2所示，由于功率模块壳体直 接放置在散热器上会有缝隙面，因此可以在装配过 程中涂一层很薄的导热硅。